Радиосигналы в спутниковых радионавигационных системах нового поколения

Введение

При создании третьего поколения спутников ГЛОНАСС-К разработчики используют сигналы с принципом кодового разделения (CDMA) [1]. Два закрытых сигнала предназначаются для спецпотребителей в диапазонах частот L1(1575,42 МГц) и

L2 (1227,6 МГц), и один — открытый сигнал в диапазоне L1. Развитие глобальной спутниковой навигационной системы (ГСНС) в настоящее время прочно ассоциируется с новым типом сигналов, так называемые меандровые или BOC-сигналы (Binary Offset Carrier modulated signals).

Цель работы: рассмотреть основные свойства новых сигналов, перспективы их использования, принципы формирования кодовых последовательностей.

Сигналы ГЛОНАСС

В настоящие время в системе ГЛОНАСС все спутники используют одну и ту же псевдослучайную кодовую последовательность для передачи открытых сигналов, однако каждый спутник передаёт на разной частоте, используя 15-канальное разделение по частоте (FDMA). Сигнал в диапазоне L1 находится на центральной частоте 1602 МГц, а частота передачи спутников определяется по формуле (1602 + n × 0,5625) МГц, где n это номер частотного канала (n=−7,−6,−5,…0,…,6,) [2]. Сигнал в диапазоне

L2 находится на центральной частоте 1246 МГц, а частота каждого канала определяется по формуле (1246 + n×0.4375) МГц.

Для навигационных космических аппаратов (НКФ), находящихся на взаимно антиподных орбитальных позициях, можно применять одинаковые несущие частоты, поэтому при 24 действующих НКА минимальное число несущих частот в каждом диапазоне равно 12 [3].Открытый сигнал генерируется через сложение по модулю 2 трёх кодовых последовательностей: псевдослучайного дальномерного кода со скоростью 511 кбит/c, навигационного сообщения со скоростью 50 бит/c и 100 Гц манчестер-кода. Все эти последовательности генерируются одним тактовым генератором. Псевдослучайный код генерируется 9-шаговым сдвиговым регистром с периодом 1 мс [4].

Излучаемые сигналы имеют правую круговую поляризацию. Коэффициент эллиптичести по полю не хуже 0,7 в секторе излучения ±19^° относительно оси симметрии диаграммы направленности бортовой передающей антенны навигационного спутника (НС).

Корреляционные потери определяются как разность энергии сигнала, излучаемого передатчиком НС в отведенной полосе и энергии сигнала, принятой идеальным корреляционным приемником в той же полосе частот. Корреляционные потери имеют наибольшее значение в случае, когда несущая частота лежит на краях полосы частот [3]. В этом случае корреляционные потери определяются следующим:

-          искажением формы сигнала в приемнике вследствие прохождения через фильтр 0.511 МГц- не более 0,2 дб;

-          не идеальностью модулятора передатчика НС -0,6 дб.

Сигнал в системе ГЛОНАСС формируется при помощи псевдослучайной последовательности. ПСП в сигналах первого поколения называются М — последовательностью имеют длину 2ⁿ-1 и строятся с помощью регистров сдвига. В обработке сигналов используют понятие автокорреляционная функция (АКФ). Она показываете связь сигнала с копией самого себя смещённого на величину τ. В общем случае она определяется интегралом [1]

.

В сигнале для гражданского применения используется последовательность с длиной кода 511. Для передачи применяется двоичная фазовая модуляция. Отеношение максимального бокового пика к основному составляет 24/511=4,7 %, что позваляет оценить вероятность нахождение ложного соответствия.

Сигналы различных спутников, если они передаются на одной частоте, создают помехи. Для оценки служит взаимно корреляфционная функция (ВКФ), в общем случае она определятся интегралом, для непрерывных функций и  [1]

,

где:-функция, комплексно сопряженная .

При частотном разделение каналов ВКФ не столь критична.

Меандровые радиосигналы (BOC — сигналы)

Отличие меандровых шумоподобных сигналов (ВОС — сигналов) от традиционных шумоподобных сигналов заключается в использование при формировании сигнала поднесущей частоты. При этом сигнал гармонического несущего колебания манипулируется по фазе результатом перемножения псевдослучайной последовательности и поднесущего колебания.

Математически ВОС — сигнал записывается следующим образом [5]

S_BOC(t)=A×d(t)×П(t)×S_c(t)×cos(ω t+φ(t)),

где: A — амплитуда сигнала; d(t) — двоичные символы информации; П(t) — псевдослучайная последовательность; S_c(t) — аппроксимация поднесущей частоты; ω — несущая частота сигнала; φ(t) — фаза несущего колебания.

Существует несколько вариантов аппроксимации гармонического колебания S_c(t) для использования в качестве поднесущей частоты.

1. Двухуровневая (бинарная) аппроксимация гармонического колебания, которое является синусной функцией по отношению к фазе элемента ПСП. Сигнал называется синусным (SinBOC — сигнал) функция S_c(t) имеет вид [6..8]

S_c(t)=sign [sin(ω_sc·t)],

где ω_sc=2πƒ_sc — частота поднесущего колебания.

2. Двухуровневая (бинарная) аппроксимация гармонического колебания, которое является косинусной функцией по отношению к фазе элемента ПСП. Сигнал называется косинусным (CosBOC — сигнал) функция S_c(t) имеет вид [6..8];

S_c(t)=sign [cos(ω_sc·t)],

где ω_sc=2πƒ_sc — частота поднесущего колебания.

3. Двухуровневая (бинарная) аппроксимация гармонического колебания, которое имеет некоторый сдвиг по фазе относительно фазы элемента ПСП. S_c(t) имеет вид [6..8];

S_c(t)=sign [sin(ω_sc·t+θ)],

где: ω_sc=2πƒ_sc — частота поднесущего колебания, θ — сдвиг фазы поднесущей частоты относительно фазы ПСП.

4. Многоуровневая аппроксимация гармонического колебания.

Основные параметры BOC — сигналов [1]:

ƒ_c=1/τ_с — частота следования символов в основной ПСП g(t);

ƒ_м=1/2τ_м — частота миандрового колебания r(t).

Для обозначения сигналов применяют обозначение BOC(ƒ_м,ƒ_c).

Рис. 1

Частоты ƒ_м и ƒ_c обычно кратны опорной синхрочастоте ƒ_оп (для системы GPS ƒ_оп=1,023 МГц), поэтому используют запись BOC(2,1) для частоты кода 1,023 МГц и частоты меандра 2,046 МГц. На рис. 1 меандр r(t) накладывается на ПСП g(t) — получается результирующий сигнал d(t).

Стремление достичь дальнейшего выигрыша в качестве функционирования ГСНС за счет использования ВОС — сигналов обуславливает исследования и разработку более сложных комбинаций. В частности применяется при формирование сигнала дополнительная модуляция второй поднесущей частотой (DuoBOC сигналы). Спектральные характеристики такого сигнала имеют разнесенный спектральный поддиапазон на величину второй поднесущей частоты. Такой сигнал можно записать в виде [5]

S_DuoBOC(t)=A×d(t)×П(t)×Sc₁(t)× Sc₂(t)×cos(ω_sc·t+ φ(t)),

где: A — амплитуда сигнала; d(t) — двоичные символы информации; П(t) — псевдослучайная последовательность; S_c1(t) — аппроксимация первой поднесущей частоты; S_c2(t) — аппроксимация второй поднесущей частоты; ω — несущая частота сигнала; φ(t) — фаза несущего колебания.

При рассмотрении DuoBOC сигналов необходимо рассматривать раздельно фазу первой и второй поднесущей частоты при этом появляется большее число комбинаций сигналов по сравнению с BOC сигналами.

Одно из различий синусных и косинусных сигналов заключается в различном уровне боковых спектральных компонент и уменьшении их мощности, в зависимости от удаления от основных участков спектра. Для синусных сигналов наибольшее подавление боковых компонент спектра происходит для крайних участков спектра, а для косинусных наиболее сильно подавляются участки спектра, расположенные в центральной части. Это может быть использовано при совмещение сигнала с другими существующими. Когда одна из половин спектра расположено в диапазоне существующего, а другая половина спектра в другом диапазоне. Так сигнал DuoBOC (12,1,1) формируется на основе сигнала ВОС (1,1) с использованием дополнительного меандрового колебания с частотой 12,276 МГц [5]. На рис. 2 приводится спектр этого сигнала, а на рис. 3 — исходного сигнала ВОС (1,1).

Из сравнения видно, что дополнительная поднесущая позволяет разместить мощность сигнала в двух существенно различных частотных диапазонах. DuoBOC сигналы имеют спектральные характеристики в половине частотного диапазона, совместимые с ВОС –сигналами. Такие DuoBOC — сигналы позволяют обеспечить прием нового сигнала приемниками, которые первоначально предназначались только для приема ВОС — сигналов. Кроме того, остается возможность использовать дополнительные частотные диапазоны, что расширяет область использования системы с такими сигналами.

Рис. 2

Рис.3

Способность сигнала обеспечивать высокую точность при измерении временной задержки в значительной степени определяется его корреляционной функцией. На рис. 4 приводится автокорреляционная функция сигнала DuoBOC (12,1,1), а на рис. 5 приводится автокорреляционная функция сигнала ВОС (1,1). Из анализа этих функций следует, что автокорреляционная функция в районе малых сдвигов имеет высокую крутизну, что обеспечивает высокую точность определения задержки сигнала. Также у автокорреляционных функций наблюдается значительное число пиков, вблизи от центрального пика, что может приводить к проблемам при поиске и слежении за сигналами. Преимуществом DuoBOC-сигналов является меньший уровень соседних с центральным пиков по сравнению с ВОС-сигналами [5].

Рис. 4

Рис. 5

Заключение

В настоящие время перспективы развития ГЛОНАСС до конца не ясны. С одной стороны переход на кодовое разделение каналов и использования различных вариантов BOC сигналов выглядит перспективно, но не стоит забывать о военной составляющей навигационной системы и ее одной из основной компоненте — помехозащищенности. Одно из главных премуществ частотного разделения перед кодовым — наличие потенциала помехоустойчивости. Реализовать этот потенциал можно за счет увелечения времени когеретного накопления сигнала с 1мс (двухмерный поиск при кодовом разделении) до 1с при частотном (одномерный поиск после литерного гетеродинирования — при частотном разделении сигналов спутников) включением замкнутого следящего контура Костаса, инвариантного к любой фазовой манипуляции [9]. Петля позволяет практически неограниченное время когерентное накопление полезного сигнала, после литерного гетеродирования и режекции гармонических внутриполосных помех. В случае кодового разделения использование петли Костаса невозможно.

Так же предложено использование F — кодов (фрактальное отображение ПСП) [9]. Фрактальное отображенире разрушает лепестковую струтуру спектра, придавая ему хаосоподобные свойства, максимально приближая к равномерному. При этом сохраняется его псевдослучайная струтура, т. е. простота генерации (конечные алгоритмы) и демодуляции, которая привродит к востановлению исходной ПСП. Для F — кода отсутствует понятие тактовой частоты. В нем только общее число символов на интервале эпохи исходной ПСП совпадает с ее базой. F-код создает импульсы как более короткие, чем чип ПСП, так и более длинные. Экспериментально доказано существенное увеличение базы F — кода по сравнению с исходной ПСП на величину ≈ 11 дБ.

Литература:

1.                  Шахгильдян В. В., Бойков В. В. ГЛОНАСС перспективы использования новых CDMA сигналов // Электросвязь № 1, 2011 г. С.13.

2.                  Ревнивых С. А. ДокладСостояние и перспективы развития ГЛОНАСС // Мюнхенский Саммит по спутниковой навигации 2005 г.

3.                  Яценков В. С. Основы спутниковой навигации// Горячая линия — Телеком 2005 г.

4.                  Интерфейсный контрольный документ навигационных радиосигналов L1 и L2 (редакция 5.1) // Москва 2008 г.

5.                  Вейцель А. В. Новый класс меандровых шумоподобных радиосигналов для радионавигационных систем // Вестник МАИ. Т.16. № 7.

6.                  Ярлыков М. С. Меандровые шумоподобные сигналы (BOC-сигналы) в новых спутниковых радионавигационных системах. // Радиотехника. 2007 г. № 8. C.3.

7.                  Ярлыков М. С. Характеристики меандровых сигналов (BOC-сигналов) в спутниковых радионавигационных системах нового поколения // Радиотехника. 2008 г. № 8. C.61.

8.                  Ярлыков М. С. Косинусные меандровые шумоподобные сигналы (CosBOC-сигналы) в спутниковых радионавигационных системах нового поколения. // Радиотехника. 2009 г. № 7. С.20.

9.                  Дубинко Ю. С., Селиверстов А. С. Взгляды ГНИНГИ на развитие СРНС ГЛОНАСС // Новости навигации № 4, 2010 г. С.42.